用于CDMA2000和W-CDMA基站的高功率放大器(hpa)的設計者在實現(xiàn)精確的發(fā)射功率測量方面遇到了許多挑戰(zhàn)。復雜情況包括高峰值平均比、峰值平均比隨基站呼叫時間長、大工作溫度范圍和大發(fā)射功率范圍而變化。利用精確的均方根輸出功率測量，HPA制造商可以降低他們設計的最大功率。本文介紹了幾種精確測量和控制RMS超溫功率的方法。

像CDMA2000和W-CDMA這樣的復雜調制方案具有較大的峰均比。對于給定的最大平均輸出功率要求，由于基站頻譜掩模和EVM要求，峰值對平均值的增加，通常會增加最大設計功率要求(或線性化要求增加)。如果調制信號的峰值被截斷，三階失真將增加，導致基站無法滿足其頻譜掩模要求。截斷調制信號的峰值也會導致數據丟失，使系統(tǒng)無法滿足EVM要求?；诜逯倒β蕚鬏斠笤O計HPA是昂貴但必要的。增加的費用是由于電氣元件成本的增加和HPA效率的降低。HPA的最大設計功率總是與$/Watt相關，而運行遠低于其飽和點的HPA是低效的。效率的降低會增加HPA模塊的成本，因為它增加了用于散熱的機械結構的成本、尺寸和重量，降低了HPA的可靠性，增加了HPA模塊的運行成本。

降低HPA的最大設計功率對HPA制造商來說非常重要。HPA的飽和點越接近其平均功率，HPA的效率和成本效益就越高。有許多技術用于使HPA的飽和點盡可能接近平均發(fā)射功率，但這些技術都受到系統(tǒng)測量輸出功率的能力的限制。HPA的最大設計功率需要通過射頻功率測量公差(包括隨溫度和峰均比的變化)來增加，以確保符合頻譜掩模和EVM。這使得射頻功率測量系統(tǒng)的準確性對于降低HPA的成本和效率至關重要。

CDMA2000和W-CDMA調制方案不僅具有較大的峰均值，而且其峰均值隨特定基站的呼叫量而變化。例如，在CDMA2000 is - 95a中，僅導頻時前向鏈路波峰因子為6.6 dB, 64通道時為12 dB(不使用CF減小技術)。較大的峰值-平均值會導致非rms響應的RF功率檢測器出現(xiàn)誤差。如果調制方案保持恒定，則可以在生產中校準出較大的峰均比，但基于用戶數量的峰均比變化則更難以處理。這需要跟蹤系統(tǒng)上有多少用戶，嚴格控制正在使用的Walsh代碼，以及一個非常大的查找表，以便了解特定時間信號的峰值與平均比率。更好的選擇是使用rms響應檢測器。與二極管檢測器或對數放大器不同，rms響應檢測器在很大程度上不受波峰因子變化的影響。圖1顯示了高性能日志放大器(AD8318)與rms響應檢測器(AD8364)的誤差，這是由于CDMA2000 IS-95A基站TX部分的波峰因子變化(用戶長)造成的。請注意，AD8318的輸出在CW和64通道CDMA2000 IS-95A之間變化3.5 dB(或86 mV)，在Pilot和64通道CDMA2000 IS-95A之間變化2.4 dB，而AD8364的輸出僅變化0.1 dB(或5 mV)。二極管檢測器的行為類似于對數放大器，其輸出電壓隨檢測信號的波峰系數而變化。如果在該系統(tǒng)中使用Log放大器進行功率檢測，則需要通過信號處理去除檢測功率的2.4 dB變化，或者將其添加到HPA的最大設計功率中。

響應rms的RF檢測器(AD8364)與不響應rms的RF檢測器的誤差顯示了峰均比對功率檢測的影響。非rms響應RF檢測器(AD8318)在其輸入信號的峰均比變化時顯示出顯著的測量誤差，而rms響應RF檢測器(AD8364)在很大程度上不受峰均比變化的影響。

在HPA工作溫度范圍內準確測量均方根功率對于確定HPA的最大設計功率也至關重要。這種測量的準確性(或缺乏)將需要直接添加到最大設計功率，除非執(zhí)行困難且昂貴的溫度校準過程。所有與HPA輸出功率檢測相關的組件(例如定向耦合器，衰減器等)都會在溫度上增加誤差，但大多數在HPA工作溫度上變化很小。一般來說，HPA的溫度輸出功率的測量精度直接關系到探測器的溫度性能。近年來，射頻檢測技術已經取得了長足的進步，創(chuàng)造出的設備在溫度下的響應非常穩(wěn)定(優(yōu)于±)。5dB從-40°C到+85°C)。圖2顯示了AD8364雙rms響應功率檢測器的溫度性能。該數據在+25°C(黑色)，-40°C(藍色)和+85°C(紅色)@ 450 MHz下采集。它包括來自多個生產批次的至少30個設備的電壓和溫度誤差(環(huán)境校準后)與輸入功率。每個部分在溫度下的表現(xiàn)略有不同。

當溫度從-40°C循環(huán)到+85°C時，器件AD8364輸出電壓和對數一致性誤差與引腳(@ 450 MHz)的變化很小。對于取自不同生產批次的30個設備，即使性能在溫度下略有不同，也是如此。

準確測量HPA的最大輸出功率不僅至關重要，而且還必須測量HPA整個發(fā)射功率范圍內的輸出功率，盡管有時在較低功率水平下的精度并不那么重要。然而，在大動態(tài)范圍內的測量精度與檢測器和ADC分辨率都有關。圖3顯示了兩個rms響應檢測器(AD8364和ADL5500)的輸出。ADL5500與輸入射頻信號的有效值呈線性關系，AD8364與輸入射頻信號的有效值(dB)呈線性關系?；趯Φ凸β仕较聞討B(tài)范圍和精度的要求，與ADL5500一起使用的ADC所需的分辨率可能遠遠高于AD8364。系統(tǒng)要求將決定哪個檢測器/ADC將提供最具成本效益和最易于實施的解決方案，該解決方案基于低功率水平和動態(tài)范圍要求的精度。

將輸出與輸入有效值(以dBm為單位)呈線性關系的檢測器(器件AD8364)與輸出與輸入有效值(電壓)呈線性關系的檢測器(器件ADL5500)進行比較，可以看出動態(tài)范圍的差異，并強調選擇具有適當分辨率的ADC的必要性。

在某些情況下，使用反饋回路精確控制系統(tǒng)的功率或增益可以提高性能并取代簡單的功率檢測。許多目前提供的檢測器除了檢測外，還可以使用反饋回路(即控制器模式下使用的檢測器)控制功率。如果在控制器模式下使用rms響應檢測器，則可以非常準確地設置功率與輸入功率，溫度和波峰系數。該功率可以非常精確地設置，并且可以使用ADC控制的電壓來改變其電平。在控制器模式下使用功率檢測器來精確控制HPA的輸入或輸出功率將是一個理想的應用，因為它將消除檢測輸入或輸出功率的需要。在控制器模式下，檢測器確定其輸入處的功率并調整VGA(或可變衰減器)，直到檢測到的功率與電源控制輸入電壓設置的功率一致。圖4顯示了在控制器模式下用于控制輸出功率的rms響應檢測器(AD8364)的基本原理圖。圖5顯示了當VGA由AD8364的一側(雙rms響應日志檢測器)控制時，整體電路性能與輸入功率和溫度的關系。請注意，只要正確設置AD8364的功率電平，就可以在VGA和耦合器之間放置HPA，并且如果控制電壓設置正確，則可以使用任何VGA(或可變衰減器)，輸入功率范圍將接近檢測器的可檢測功率范圍(在AD8364的情況下為60 dB)。

在控制器模式下，檢測器確定其輸入端的功率并調整VGA(或可變衰減器)，直到檢測到的功率與功率控制輸入電壓(VSTA)設置的電平一致。

當AD8364雙rms響應檢測器的一側用于控制系統(tǒng)的功率時，檢測器輸入端(和輸出端)的功率與輸入功率和溫度(小于±)保持恒定。1 dB)。

在控制器模式下工作的雙rms響應檢測器也可用于非常精確地控制HPA的增益與輸入功率，溫度和波峰因子的關系。如果HPA模塊的增益在輸入功率、溫度和波峰系數上控制得足夠精確，則HPA模塊的輸出功率不必報告，而是與輸入功率直接相關。如果雙檢測器的兩個輸入都置于控制器模式，則檢測器確定每個輸入的功率并調整VGA的增益，直到其中一個輸入檢測到的功率等于另一個輸入的功率。圖6顯示了用于控制系統(tǒng)增益的AD8364(雙RMS檢測器)的基本原理圖。圖7顯示了該設置的性能。需要精確控制的一切都應包括在兩個耦合器之間。注意，VGA、可變衰減器，甚至HPA的偏置都可以用來控制增益。如果檢測器和VGA之間的控制電平設置正確，并且功率電平設計合理，則可用輸入功率范圍將接近檢測器的可檢測功率范圍(在AD8364的情況下為60 dB)。

當雙檢測器的兩個輸入都在控制器模式下使用時，檢測器將以這樣一種方式控制VGA(或VVA等)，以便在兩個RF輸入處檢測到相等的功率。系統(tǒng)的增益將由用于設置雙檢測器檢測功率的耦合器和衰減器決定。

當Devices雙有效值檢測器(AD8364)的兩個輸入都置于控制器模式時，增益被控制到優(yōu)于±。對溫度和輸入功率的影響為15 dB，動態(tài)范圍幾乎等于RMS檢測器的動態(tài)范圍。

CDMA2000和W-CDMA系統(tǒng)中使用的hpa的射頻功率檢測相關的許多挑戰(zhàn)可以使用rms響應射頻檢測器來解決。由于隨著基站長時間、大工作溫度范圍和大發(fā)射功率范圍的變化而變化的大峰值-平均值所引起的檢測功率變化現(xiàn)在是可管理的。現(xiàn)在有新的方法可以精確地控制功率和增益，從而消除對檢測功率的需要。所有這些都使HPA制造商能夠在提高HPA可靠性的同時降低成本。